MOS驅(qū)動電路中自舉升壓結(jié)構(gòu)

MOS管最明顯的特征是開關(guān)特征好，因而被普遍使用在需求電子開關(guān)的電路中，常見的如開關(guān)電源和馬達驅(qū)動，也有照明調(diào)光。即興在的MOS驅(qū)動，有幾個特殊的要求。

1.低壓使用：當應用5V電源，這時辰如其應用傳統(tǒng)的圖騰柱構(gòu)造，鑒于三極管的be有0.7V左右的壓降，導致現(xiàn)實終極加以在gate上的電壓除非4.3V。這時辰，咱們選用標稱gate電壓4.5V的MOS管就在必然的風險。同一的問題也產(chǎn)生在應用3V或者其他低壓電源的場所。

2.寬電壓使用：輸入電壓并不是一個恒定值，它會跟隨時期或者其他要素而變動。這個變動導致PWM電路供給MOS管的驅(qū)動電壓是不固定定的。

為了讓MOS管在高gate電壓下安全，很多MOS管內(nèi)置了固定壓管強行限度局限gate電壓的幅值。在這種情況下，當供的驅(qū)動電壓超度過固定壓管的電壓，就會伸起較大的動態(tài)功耗。

同步，如其簡略的用電阻分壓的規(guī)律下降gate電壓，就會涌現(xiàn)輸入電壓比較高的時辰，MOS管任務良好，而輸入電壓下降的時辰gate電壓不可，伸起導通不夠到底，從而增添功耗。

3.雙電壓使用：在一些把持電路中，邏輯有些應用類型的5V或者3.3V數(shù)字電壓，而功比值有些應用12V甚至更高的電壓。兩個電壓選擇共位置式連接。

這就提出一個請求，需求應用一個電路，讓低壓側(cè)能行有效的把持壓服側(cè)的MOS管，同步壓服側(cè)的MOS管也同一見面對1和2中提到的問題。

在這三種情況下，圖騰柱構(gòu)造無法滿意出口請求，而很多即興成的MOS驅(qū)動IC，如同也沒有包含gate電壓限度局限的構(gòu)造。

遂我設計了一個對立通用的電路來滿意這三種要求。

電路圖如次：

這邊我只針對NMOS驅(qū)動電路做一個簡略辨析：Vl和Vh區(qū)別是低端和高端的電源，兩個電壓可以是相通的，只是Vl不應當超度過Vh。Q1和Q2結(jié)合了一個反置的圖騰柱，用來實即興割裂，同步確保兩只驅(qū)動管Q3和Q4不會同步導通。R2和R3供了PWM電壓基準，經(jīng)過轉(zhuǎn)變這個基準，可以讓電路任務在PWM記號波形比較峭拔的位置。Q3和Q4用來供驅(qū)動電流動，鑒于導通的時辰，Q3和Q4對立Vh和GND最低都除非一個Vce的壓降，這個壓降通常除非0.3V左右，大大低于0.7V的Vce。R5和R6是反饋電阻，用于對gate電壓舉行采樣，采樣后的電壓經(jīng)過Q5對Q1和Q2的基極發(fā)出一個激烈的負反饋，從而把gate電壓限度局限在一個有限的數(shù)值。這個數(shù)值可以經(jīng)過R5和R6來調(diào)整。

最末，R1供了對Q3和Q4的基極電流動限度局限，R4供了對MOS管的gate電流動限度局限，也執(zhí)意Q3和Q4的Ice的限制。需要的時辰可以在R4上面并聯(lián)加以速電容。這個電路供了如次的特征：

1，用低端電壓和PWM驅(qū)動高端MOS管。

2，用小幅度的PWM記號驅(qū)動高gate電壓要求的MOS管。

3，gate電壓的峰值限度局限

4，輸入和輸出電流限度局限

5，經(jīng)過應用合適的電阻，可以達成很低的功耗。

6，PWM記號反相。NMOS并不需求這個特征，可以經(jīng)過前置一個反相器來解決。在設計便攜式裝備和無線出品時，提高出品機能、延年益壽電池任務時期是設計人員需求面臨的兩個問題。DC-DC替換器物有效力高、出口電流動大、動態(tài)電流動小等優(yōu)點，異常適合于為便攜式裝備供電。眼前DC-DC替換器設計技術(shù)發(fā)展首要趨勢有：

(1)高頻化技術(shù)：跟隨開關(guān)頻比值的提高，開關(guān)改換器的體積也隨之減少，功比值密度也獲得大幅提升，動態(tài)相應獲得改革。小功比值DC-DC替換器的開關(guān)頻比值將上升到兆赫級。

(2)低出口電壓技術(shù)：跟隨半半導體創(chuàng)造技術(shù)的不斷發(fā)展，微處置器和便攜式電子裝備的任務電壓越來越低，這將求未來的DC-DC改換器能行供低出口電壓以服微處置器和便攜式電子裝備的請求，這些技術(shù)的發(fā)展對電源chip電路的設計提出了更高的請求。

率先，跟隨開關(guān)頻比值的不斷提高，對開關(guān)元件的機能提出了很高的請求，同步務必具有響應的開關(guān)元件驅(qū)動電路以確保開關(guān)元件在高達兆赫級的開關(guān)頻比值下正常任務。其次，對電池供電的便攜式電子裝備來說，電路的任務電壓低(以鋰電池為例，任務電壓2.5～3.6V)，故此，電源chip的任務電壓較低。

MOS管具有很低的導通電阻，耗損能量較低，在眼前流動行的高效DC-DCchip中多選擇MOS管作為功比值開關(guān)。只是鑒于MOS管的寄生電容大，一般情況下NMOS開關(guān)管的柵極電容高達幾十皮法。這對設計高任務頻比值DC-DC轉(zhuǎn)換器開關(guān)管驅(qū)動電路的設計提出了更高的請求。

在低電壓ULSI設計中有多種CMOS、BiCMOS選擇自舉升壓構(gòu)造的邏輯電路和作為大容性負載的驅(qū)動電路。這些電路能行在低于1V電壓供電環(huán)境下正常任務，而且能行在負載電容1～2pF的環(huán)境放工作頻比值能行達成幾十兆甚至上百兆赫茲。本文正是選擇了自舉升壓電路，設計了一種具有大負載電容驅(qū)動能力的，符合于低電壓、高開關(guān)頻比值升壓型DC-DC替換器的驅(qū)動電路。電路基于SamsungAHP615BiCMOS工藝設計并經(jīng)度過Hspice仿真驗證，在供電電壓1.5V，負載電容為60pF時，任務頻比值能行達成5MHz以上。

自舉升壓電路

自舉升壓電路的規(guī)律圖如圖1所示。所謂的自舉升壓規(guī)律執(zhí)意，在輸入端IN輸入一個方波記號，使用電容Cboot將A點電壓抬升至高于VDD的電平，這么就可以在B端出口一個與信號輸入反相，且高電平高于VDD的方波記號。具體任務規(guī)律如次：

當VIN為高電平時，NMOS管N1導通，PMOS管P1截止，C點電位為低電平。同步N2導通，P2的柵極電位為低電平，則P2導通。這就使得此刻A點電位約為VDD，電容Cboot兩端電壓UC≈VDD。鑒于N3導通，P4截止，因而B點的電位為低電平。這段時期稱為預充電周期。

當VIN變?yōu)榈碗娖綍r，NMOS管N1截止，PMOS管P1導通，C點電位為高電平，約為VDD。同步N2、N3截止，P3導通。這使得P2的柵極電位升天，P2截止。此刻A點電位等同C點電位加以上電容Cboot兩端電壓，約為2VDD。同時P4導通，故此B點出口高電平，且高于VDD。這段時期稱為自舉升壓周期。

現(xiàn)實上，B點電位與負載電容和電容Cboot的大小關(guān)于，可以依據(jù)設計需求調(diào)理。具體相干將在紹介電路具體設計時仔細議論。在圖2中給出了輸入端IN電位與A、B兩點電位相干的表圖。

驅(qū)動電路構(gòu)造

圖3中給出了驅(qū)動電路的電路圖。驅(qū)動電路選擇Totem出口構(gòu)造設計，上拉驅(qū)動管為NMOS管N4、晶體管Q1和PMOS管P5。下拉驅(qū)動管為NMOS管N5。圖中CL為負載電容，Cpar為B點的寄生電容。虛線框內(nèi)的電路為自舉升壓電路。

本驅(qū)動電路的設計思惟是，使用自舉升壓構(gòu)造將上拉驅(qū)動管N4的柵極(B點)電位抬升，使得UB>VDD+VTH，則NMOS管N4任務在線性區(qū)，使得VDSN4大大減少，終極可以實即興驅(qū)動出口高電平達成VDD。而在出口低電平時，下拉驅(qū)動管自己就任務在線性區(qū)，可以確保出口低電平位GND。故此無需增添自舉電路也能達成設計請求。

思索到此驅(qū)動電路使用于升壓型DC-DC替換器的開關(guān)管驅(qū)動，負載電容CL很大，一般能達成幾十皮法，還需求進一步增添出口電流動能力，故此增添了晶體管Q1作為上拉驅(qū)動管。這么在輸入端由高電平變?yōu)榈碗娖綍r，Q1導通，由N4、Q1同步供電流動，OUT端電位神速上升，當OUT端電位上升到VDD-VBE時，Q1截止，N4持續(xù)供電流動對負載電容充電，直到OUT端電壓達成VDD。

在OUT端為高電平間，A點電位會鑒于電容Cboot上的電荷走漏等緣故而降落。這會使得B點電位降落，N4的導通性降落。同步鑒于同一的緣故，OUT端電位也會有所降落，使出口高電平不能保全在VDD。為了防備這種即興象的涌現(xiàn)，又增添了PMOS管P5作為上拉驅(qū)動管，用來添補OUT端CL的走漏電荷，護持OUT端在全部導通周期內(nèi)為高電平。

驅(qū)動電路的傳輸特征瞬態(tài)相應在圖4中給出。就中(a)為上升沿瞬態(tài)相應，(b)為降落沿瞬態(tài)相應。從圖4中可以看出，驅(qū)動電路上升沿顯著分為了三個有些，區(qū)別對應三個上拉驅(qū)動管起主干作用的時間。1階段為Q1、N4協(xié)同作用，出口電壓神速抬升，2階段為N4起主干作，使出口電平達成VDD，3階段為P5起主干作用，護持出口高電平為VDD。同時還可以縮短上升時期，降落時期滿意任務頻比值在兆赫茲級以上的請求。

需求注重的問題及仿真結(jié)實

電容Cboot的大小實在定

Cboot的最小值可以比照以下方法確定。在預充電周期內(nèi)，電容Cboot上的電荷為VDDCboot。在A點的寄生電容(計為CA)上的電荷為VDDCA。故此在預充電周期內(nèi)，A點的總電荷為Q_{A1}=V_{DD}C_{boot}+V_{DD}C_{A}(1)B點電位為GND，故此在B點的寄生電容Cpar上的電荷為0。

在自舉升壓周期，為了使OUT端電壓達成VDD，B點電位最低為VB=VDD+Vthn。故此在B點的寄生電容Cpar上的電荷為Q_{B}=(V_{DD}+V_{thn})Cpar

(2)疏忽MOS管P4源漏兩端壓降，此刻Cboot上的電荷為VthnCboot，A點寄生電容CA的電荷為(VDD+Vthn)CA。A點的總電荷為QA2=V_{thn}C_{BOOT}+(V_{DD}+V_{thn})C_{A}

(3)同步依據(jù)電荷守恒又有Q_{B}=Q_{A}-Q_{A2}

(4)概括式(1)～(4)可得C_{boot}=frac{V_{DD}+V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+frac{v_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A}=frac{V_{B}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+frac{V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A}

(5)從式(5)中可以看出，Cboot隨輸入電壓變小而變大，而且隨B點電壓VB變大而變大。而B點電壓徑直影響N4的導通電阻，也就影響驅(qū)動電路的上升時期。故此在現(xiàn)實設計時，Cboot的取值要大于式(5)的計算結(jié)實，這么可以提高B點電壓，下降N4導通電阻，減少驅(qū)動電路的上升時期。P2、P4的尺寸問題將公式(5)重行整頓后得：V_{B}=({V_{DD}-V_{thn})frac{C_{boot}}{Cpar}-V_{thn}frac{C_{A}}{Cpar}

(6)從式(6)中可以看出在自舉升壓周期內(nèi)，A、B兩點的寄生電容使得B點電位下降。在現(xiàn)實設計時為了獲得合適的B點電位，除了增添Cboot大小外，要放量減少A、B兩點的寄生電容。在設計時，預充電PMOS管P2的尺寸盡可能性的取小，以減少寄生電容CA。而對B點的寄生電容Cpar來說，首要是上拉驅(qū)動管N4的柵極寄生電容，MOS管P4、N3的源漏極寄生電容只占一小有些。咱們在前面的辨析中疏忽了P4的源走電壓，故此設計時將放量的加以大P4的寬長比，使其在自舉升壓周期內(nèi)的源走電壓很小可以疏忽。只是P4的尺寸以不能太大，要確保P4的源極寄生電容遠遠小于上拉驅(qū)動管N4的柵極寄生電容。

阱電位問題

如圖3所示，PMOS器件P2、P3、P4的N-well連接到了自舉升壓節(jié)點A上。這么做的目標是，在自舉升壓周期內(nèi)，防備他們的源/漏--阱結(jié)導通。同時這還可以防備在源/漏--阱正偏時發(fā)出由寄生SRC伸起的閂鎖即興象。

上拉驅(qū)動管N4的阱偏置電位要接到它的源極，最好不要徑直接地。這么做的目標是消除襯底偏置效應對N4的影響。

Hspice仿真驗證結(jié)實

驅(qū)動電路基于SamsungAHP615BiCMOS工藝設計并經(jīng)度過Hspice仿真驗證。在表1中給出了電路在兩樣任務電壓、兩樣負載環(huán)境下的上升時期tr和降落時期tf的仿真結(jié)實。在圖5中給了電路任務在輸入電壓1.5V、任務頻比值為5MHz、負載電容60pF環(huán)境下的出口波形。結(jié)合表1和圖5可以看出，此驅(qū)動電路能行在任務電壓為1.5V，任務頻比值為5MHz，而且負載電容高達60pF的環(huán)境下正常任務。它可以使用于低電壓、高任務頻比值的DC-DC替換器中作為開關(guān)管的驅(qū)動電路。

定論：本文選擇自舉升壓電路，設計了一種BiCMOSTotem構(gòu)造的驅(qū)動電路。該電路基于SamsungAHP615BiCMOS工藝設計，可在1.5V電壓供電環(huán)境下正常任務，同時在負載電容為60pF的環(huán)境下，任務頻比值可達5MHz以上。

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