如何計(jì)算降壓變換器的電感

簡(jiǎn)介

降壓電路中的電感設(shè)計(jì)非常關(guān)鍵，它與系統(tǒng)效率、輸出電壓紋波（?VOUT）和環(huán)路穩(wěn)定性密切相關(guān)。本文將以 MPQ2314為例說明如何計(jì)算降壓變換器的電感，以及其他關(guān)鍵參數(shù)，如電感溫升電流、飽和電流直流電阻、工作頻率和磁損耗等。

降壓拓?fù)涞墓ぷ髟?/strong>

在降壓拓?fù)渲?，上管（Q1）的工作狀態(tài)分為兩個(gè)過程：電感充電模式和電感放電模式（見圖1）。在電感充電模式下，Q1導(dǎo)通，電感電流(IL)升高，電感儲(chǔ)存能量，同時(shí)輸出電容充電；在電感放電模式下，Q1關(guān)斷，IL降低且電感釋放能量。

根據(jù)電感兩端電壓與電流之間的關(guān)系可以計(jì)算電感（L），如公式（1）：

其中，電感兩端的電壓為 VIN - VOUT，dI 為峰峰值 IL (?IL)（通常為最大輸出電流IOUT)的 10% 至 60%），dt 為 Q1 的導(dǎo)通時(shí)間，可通過公式（2）計(jì)算得出：

通過公式（1）可以分析出Q1導(dǎo)通時(shí)電感的儲(chǔ)能狀態(tài)。 圖 2 顯示了如何計(jì)算占空比、電感電流變化和電感。

在設(shè)計(jì)電感的時(shí)候需平衡 ?VOUT 與效率，通常，可讓系統(tǒng)在滿載時(shí)進(jìn)入連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM)，在輕載時(shí)進(jìn)入非連續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM)。在 CCM模式下，由于電感的紋波電流較小，因此 ?VOUT 也較低；在DCM模式下，IC通常會(huì)進(jìn)入降頻模式，它降低工作頻率以提高輕載效率。

我們?cè)賮砜措姼械囊?guī)格，L 在特定工作頻率（通常為 100kHz）下測(cè)得，而且隨頻率的增加而減小。

IR 為電感溫升電流，ISAT 為飽和電流。IR 通常略低于 ISAT。所選 IR 應(yīng)高于滿載時(shí)的峰值電流 (IPK) ；考慮到電感在過流或短路情況下不能進(jìn)入飽和，因此 IR 還應(yīng)大于 DC/DC 變換器定義的限流保護(hù)閾值。

圖 3 顯示了MPS電感 MPL-AY1050-100的參數(shù)。

在本文的示例中，我們采用 MPQ2314 作為 DC/DC 變換器，其規(guī)格中定義了過流保護(hù) (OCP) 閾值（通常為 4A）。 在2A滿載時(shí)，電感的 IPK 為2.58A，由于OCP閾值的上下限分布，OCP閾值為3.36A。所選的電感 IR 應(yīng)超過 4A，且余量大于 20%。

圖 4 顯示了 MPQ2314 滿載時(shí)的波形以及 OCP 峰值電流。

直流電阻 (RDS，也稱為 DCR）與電感的傳導(dǎo)損耗直接相關(guān)。選擇電感時(shí)要注意，較小的 RDS 可提升效率和溫升。銅損占電感損耗的大部分，磁損則與工作頻率和磁芯特性有關(guān)。頻率越高，磁損越大。

增大電感可以降低電感的紋波電流，從而降低 ?VOUT。但當(dāng)磁芯電感增大時(shí)，RDS 也會(huì)增大，而飽和電流和溫升電流則減小。因此，在增大電感之前需要考慮這些因素做出權(quán)衡（見圖5）。

選擇的電感應(yīng)盡量接近理論計(jì)算值，同時(shí)計(jì)算電感的 IPK，以確定其飽和電流和溫升電流。建議采用帶磁屏蔽的封裝，因?yàn)槠湓肼暩?，EMC 性能更佳。圖 6 顯示了選擇電感的計(jì)算示例。

結(jié)語

本文描述了降壓變換器所需電感的計(jì)算步驟，其中包括占空比、導(dǎo)通時(shí)間、?IL、L 和 IPK的計(jì)算。確定合適的電感可以優(yōu)化系統(tǒng)效率、?VOUT 和環(huán)路穩(wěn)定性。

如需了解更多詳細(xì)信息，請(qǐng)參考MPS 的 在線電感選擇工具。用戶通過該工具可以輕松獲得所需的電感并添加適當(dāng)?shù)碾姼心Ｐ汀?/p>